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Title Page 2

ABSTRACT 5

초록 8

Contents 13

NOMENCLATURE 22

CHAPTER 1. INTRODUCTION 26

CHAPTER 2. HYBRID DUAL-PATH STEP-DOWN CONVERTER 31

2.1. Conventional Works and Motivations 31

2.2. Proposed Hybrid Always-Dual-Path Recursive Step-Down Converter 36

2.2.1. Mode1 Operation Principle 38

2.2.2. Mode2 Operation Principle 40

2.2.3. Adaptive Mode Transition 42

2.2.4. Adaptive Duty Modulation 44

2.3. Circuit Details and Implementation 46

2.3.1. Complementary Switch for Power Stages 46

2.3.2. Dual-Flipped Saw-Tooth Generator 47

2.4. Measurement Results 50

2.5. Performance Summary and Discussion 59

CHAPTER 3. SINGLE-INDUCTOR DUAL-OUTPUT BUCK CONVERTER 62

3.1. Conventional Works and Motivations 62

3.2. Proposed Always-Power-Delivered SIDO Buck Converter 66

3.3. Proposed Control Schemes and Circuit Implementations 70

3.3.1. Continuous Current balancing 70

3.3.2. Complementary Adaptive-Switching Regulation 73

3.3.3. Timing Compensation Hysteresis Comparator 76

3.3.4. Combined Type-3 Compensator with Dual-Slope Saw-Tooth 79

3.4. Measurement Results 81

3.5. Performance Summary and Discussion 86

CHAPTER 4. DISTRIBUTED CAPACITOR-LESS LINEAR REGULATOR 91

4.1. Conventional Works and Motivations 91

4.2. Proposed Distributed High-Voltage Capacitor-less Linear Regulator 91

4.2.1. Capacitor-Less Voltage Regulators 91

4.2.2. Distributed Voltage Regulators 94

4.3. Circuit Details and Implementation 97

4.3.1. Proposed Distributed Linear Regulator with RCS 97

4.3.2. Circuit Implementations for High Voltage Operation 102

4.4. Measurement Results 103

4.5. Performance Summary and Discussion 109

CHAPTER 5. CONCLUSION 111

5.1. Hybrid Always Dual-Path Step-Down Converter 111

5.2. Always-Power-Delivery Single-Inductor Multiple-Output Buck Converter 111

5.3. Scalable Distributed Capacitor-Less Linear Regulator 111

REFERENCES 114

List of Tables 15

Table 1.1. Types of DC-DC converters 27

Table 2.1. Performance comparison with state-of-the-art works 59

Table 3.1. Comparison with prior topologies 66

Table 3.2. Performance comparison with state-of-the-art works 86

Table 4.1. Performance comparison with state-of-the-art works 109

List of Figures 16

Figure 1.1. An example of system architecture for electrical devices 27

Figure 1.2. Power management IC power tree 28

Figure 1.3. On-chip power grid 29

Figure 2.1. Conceptual topologies of (a) a conventional two-level buck converter, (b) a... 32

Figure 2.2. Conceptual diagram of the dual-path hybrid converter 34

Figure 2.3. Prior hybrid dual-path converters of (a) and (b) 34

Figure 2.4. SoC powered (a) by an additional PMIC chip and (b) an integrated PMIP 35

Figure 2.5. Conceptual diagram of the proposed hybrid always-dual-path recursive... 36

Figure 2.6. Operation principles of the proposed ADPR step-down converter at (a)... 37

Figure 2.7. Operation sequence and analysis of model and mode2 38

Figure 2.8. Overall system diagram of the proposed ADPR converter with emphasis on... 42

Figure 2.9. Adaptive VMTP control depending on operation conditions for adaptive...[이미지참조] 43

Figure 2.10. Operation waveforms focusing on adaptive mode transition and adaptive... 44

Figure 2.11. Operation waveforms showing mode transition with hysteresis 45

Figure 2.12. Mechanism of the proposed adaptive duty modulation 45

Figure 2.13. Operation principles and waveforms of the complementary switch... 47

Figure 2.14. Circuit diagram of the dual-flipped saw-tooth generator 48

Figure 2.15. Operation waveforms of the dual-flipped saw-tooth generator 49

Figure 2.16. Chip micrograph 50

Figure 2.17. Measured waveforms with ILOAD＝100 mA at model (a) when VIN＝3.8...[이미지참조] 51

Figure 2.18. Measured inductor current waveforms when (a) VIN＝3.7. V in model, (b)...[이미지참조] 52

Figure 2.19. Measured waveforms showing mode transition with hysteresis 53

Figure 2.20. Load transient responses in model at (a) low-to-high and (b) high-to-low... 54

Figure 2.21. Measured power efficiencies at different ILOAD with (a) the large-sized CF...[이미지참조] 55

Figure 2.22. Measured power efficiencies at different (a) ILOAD, (b) VIN, and (c) VOUT[이미지참조] 56

Figure 2.23. Power loss analysis with (a) comparison of normalized losses, (b) inductor... 58

Figure 3.1. Conceptual topologies of (a) multiple switched-inductor converters, (b) a... 63

Figure 3.2. (a) Conventional single-inductor dual-output converter and (b) the aspects... 64

Figure 3.3. (a) The proposed ADP SIDO converter and (b) operation waveforms... 67

Figure 3.4. (a) Overall system diagram, (b) small signal ac model for the power stage... 69

Figure 3.5. (a) Schematic of the comparison range generator for the timing-... 70

Figure 3.6. (a) Continuous current balancing mechanism for indirect inductor current... 72

Figure 3.7. (a) Schematic of the indirect charge detector (ICD), and (b) operation... 74

Figure 3.8. Schematic of the timing decider 75

Figure 3.9. Operation sequence of the APD SIDO converter depending on IR₁ and IR₂.[이미지참조] 77

Figure 3.10. Schematic diagrams of (a) the timing-compensated hysteresis (TCH)... 78

Figure 3.11. Operation waveforms of (a) high-boundary and (b) low-boundary timing... 79

Figure 3.12. Schematic of the combined type-3 compensator (CT-3C) 79

Figure 3.13. Operation comparison (a) w/o and (b) w / dual-slope saw-tooth (DSST) 80

Figure 3.14. Schematic of the dual-slope saw-tooth (DSST) generator 80

Figure 3.15. (a) Chip photo and (b) used inductor specification 81

Figure 3.16. Measured waveforms showing CASR (a) when IR₁＝125 mA, IR₂＝130...[이미지참조] 83

Figure 3.17. Measured waveforms under load transient (a) when IR₂ changes from low...[이미지참조] 84

Figure 3.18. Power consumption breakdown of the proposed APD SIDO converter 84

Figure 3.19. Measured power efficiencies at different load (IR₁ and IR₂) conditions[이미지참조] 85

Figure 3.20. Bode plots of (a) ripple reductions and (b) interactions according to the... 88

Figure 3.21. (a) Modeling of lossy output filter for Loop₁ at P₁ and (b) comparison of... 89

Figure 3.22. Comparison of ripple reductions between the proposed APD SIDO... 90

Figure 4.1. Conceptual diagram of an automotive power system and a battery voltage... 92

Figure 4.2. Comparison of regulation performances using (a) a separate power... 93

Figure 4.3. Regulation accuracy and thermal issues (a) in a single LR and (b) in... 95

Figure 4.4. (a) Parallel LRs in direct connection and (b) a graph of unbalanced output... 96

Figure 4.5. A conceptual diagram of the proposed scalable distributed capacitor-less... 97

Figure 4.6. Comparison of (a) the proposed replica-based current sharing scheme and... 98

Figure 4.7. The overall circuits of the proposed scalable distributed HV linear regulator... 99

Figure 4.8. (a) Small signal block diagram, and (b) bode plot of the proposed scalable... 101

Figure 4.9. The modified super class-AB OTA with boosted Rₒ and high voltage... 103

Figure 4.10. Dual-loop flipped voltage regulator to generate LVDD 104

Figure 4.11. High-side current and HVSS generator 104

Figure 4.12. Chip photo including load test setups under practical configuration 105

Figure 4.13. The measured load transient waveforms at Vₒ＝5V 105

Figure 4.14. The measured load transient waveforms at different Vₒ of (a) 1.2V and... 106

Figure 4.15. (a) The measured current distributions of SDLRs and current sharing... 107

Figure 4.16. (a) The measured waveform by sweeping VIN＝4.5. - 60V and (b) the...[이미지참조] 108

Figure 4.17. (a) The measured waveform by sweeping Iₒ＝2 - 850 mA and (b) the... 108

초록보기

 우리 실생활에서 스마트폰, PC, 자동차, 데이터 센터를 포함한 수많은 제품 및 시설들은 전기 에너지를 필요로 한다. 이 전기 에너지는 제품에 내장된 배터리나 콘센트를 통해 유선으로 직접 공급받기도 한다. 어떠한 에너지원을 이용하든 입력에서 내부 시스템까지 전력을 전달할 때 최소한의 손실을 유지하는 것이 매우 중요한데, 이는 비용과 제품의 열 관리뿐만 아니라 전체적인 에너지 사용 효율성을 높이는 데 필수적인 요소이다.

에너지 효율성을 증가시키기 위해 PMIC(전력 관리 집적 회로)의 입력은 큰 전력을 가능한 높은 전압과 작은 전류를 이용하여 전도 손실을 최소화하려고 하는 반면 내부 시스템은 동작에 사용되는 에너지를 줄이기 위해 사용 전압을 점점 낮추고 있다. PMIC는 큰 입출력 전압 차이에도 불구하고, 에너지 손실을 최소화하며 전력 공급할 수 있어야 된다. 이러한 고효율 시스템 운용은 발열을 줄여 제품의 성능을 최적의 상태로 유지할 수 있으며, 배터리 충전 및 방전 횟수를 줄여 제품의 수명을 연장시킬 수 있다. 따라서 본 논문에서는 여러 어플리케이션에서 에너지를 효율적으로 공급 및 사용하기 위한 DC-DC 컨버터와 분산형 리니어 레귤레이터를 다룬다.

첫 번째 연구에서는 스마트폰과 같은 소형 제품에서 리튬이온 배터리로부터 내부 시스템에 에너지를 효율적으로 전달할 수 있는 컨버터를 소개한다. 이 컨버터는 스마트폰 규격에 맞는 높이 1 mm 이하의 작은 부피의 인덕터를 사용하여 높은 효율을 달성할 수 있는 항상 하이브리드 이중 경로가 가능한 (ADPR) 스텝다운 컨버터이다. 제안하는 ADPR 스텝다운 컨버터는 배터리 전압 (2.8 - 4.2 V)에도 불구하고 저전압 트랜지스터(1.5 V 또는 3.3 V)만을 이용해서 파워 스위치를 구성하였다. 적응형 모드 전환과 적응형 듀티 변조 기술을 통해 넓은 범위의 동작이 가능하고 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있다. 130-nm BCD 공정을 이용하여 제작되었고 외부 소자로 288 mΩ DCR을 가지는 소형 4.7 μH 인덕터와, 10 μF 출력 커패시터, 그리고 두 개의 4.7 μF 플라잉 커패시터를 사용하였다. 이 ADPR 스텝다운 컨버터는 리튬 이온 배터리 전압을 0.7 - 1.1 V 로 변환하며, 인덕터를 통해 출력으로 전달되는 전류를 모든 범위에서 부하 전류 대비 0.42 에서 0.66 사이로 유지하면서 최대 95.4%의 효율을 보인다.

하나의 전자 제품에는 다양한 기능을 수행하는 여러 시스템이 내장되어 있다. 하지만 외부에서 공급받을 수 있는 전압은 대개 한 종류의 전압이기 때문에, 에너지를 효율적으로 사용하기 위해서는 내부에서 각 시스템에 적절한 수준의 여러 전압으로 분할하는 과정이 필수적이다. 이러한 조건을 충족하면서 면적과 비용을 절감할 수 있는 단일 인덕터 다중 출력 (SIMO) 컨버터가 널리 사용된다. 기존 SIMO 컨버터들은 느린 로드 트랜지언트 반응, 큰 출력 전압 리플, 낮은 효율 등의 내제된 문제점들이 있다. 이러한 문제점들을 효과적으로 해결하기 위해 본 연구에서는 두 출력 사이에 추가적인 전류 경로 형성을 위한 커패시터와 보완적인적응형 스위칭 레귤레이션 방식을 적용하였다. 180-nm CMOS 공정으로 칩을 제작하여 검증한 결과로드 트랜지언트 성능은 0.21 mV/mA, 최대 효율은 94.9%, 그리고 모든 동작 범위에서 전체 효율을 90%이상을 유지하였다.

시스템에는 고효율로 에너지를 활용하기 위한 인덕터를 이용한 DC-DC 컨버터도 필요하지만, 고품질의 전원을 공급하기 위해서는 리니어 레귤레이터의 내장이 필수적이다. 이러한 구성은 시스템의 전체적인 에너지 효율과 전원 공급의 질을 동시에 보장할 수 있습니다. 내장된 리니어 레귤레이터는 전력 전달 경로를 단축시키고 피드백 경로도 짧게 하여, 더 정확한 레귤레이션 성능과 빠른 로드 트랜지언트 반응을 보장할 수 있다. 하지만 큰 사이즈의 칩에서 리니어 레귤레이터를 한쪽 모퉁이에 배치하게 되면, 거리가 먼 부하 로드까지 전원을 공급하는 과정에서 파워 그리드의 기생 저항성분으로 인해 로드 트랜지언트 성능이 떨어지고 전압 강하가 발생할 수 있다. 또한, 레귤레이터가 배치된 곳에서는 발열과 관련된 문제가 발생할 수 있다. 마지막 연구에서는 이러한 문제를 해결하기 위해 분산형 리니어 레귤레이터에 관한 연구를 진행하였다. 제안하는 분산형 리니어 레귤레이터는 외부 구성 요소 없이 칩 내부에 복제 기반의 전류 분배 보정 회로를 적용하여 0.5 - 3.2%의 작은 전류 분배 오차를 달성하였다. 또한, 3.5 μA 의 낮은 대기 전류와 저전압 및 고전압 프로세스에 적용 가능한 범용 설계를 특징으로 한다. 제안된 분산형 리니어 레귤레이터는 4.5 - 60 V 의 입력 범위, 1.2 - 5 V 의 출력 범위, 그리고 최대 1 A 까지의 전류 공급이 가능하며 넓은 동작 범위를 제공한다.

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